Вторник, 20.11.2018, 19:41
РАЗРАБОТКА ЭЛЕКТРОНИКИ ГлавнаяРегистрацияВход
Приветствую Вас Гость | RSS
Меню сайта
Статистика

Онлайн всего: 1
Гостей: 1
Пользователей: 0
 СХЕМОТЕХНИКА УСИЛИТЕЛЕЙ НЧ 

Введение

Я поражен количеством разработчиков усилителей, которые на этапе проектирования по тем или иным причинам не смогли учесть некоторые из хорошо известных принципов и ловушек их конструкции. Если некоторые из этих ошибок (непонятно, то ли от самомнения, то ли от невежества), не имеют большого значения, то другие могут привести к медленному, но уверенному, или даже мгновенному уничтожению выходных каскадов усилителя.

Мое высказывание «Не имеет серьезных последствий», возможно, спорно, т.к. в данном контексте резкое увеличение искажений вряд ли что-то уничтожит, кроме удовольствия слушателя.

Даже в хорошо известных и уважаемых проектах могут быть некоторые принципиальные ошибки — во множестве «экзотических» конструкций (например, несимметричные каскады на МОП-транзисторах без обратной связи (тьфу на них с их 5% искажений!), монстры с трансформаторным выходом, усилители настолько сложные и причудливые, что бросают вызов логике или описанию и т.д.), правила, естественно, игнорируются более серьезно. Сказанное не охватывает раздел ламповых усилителей, это «особый» раздел и во многих областях применения, таких как гитарные усилители, они остаются вне конкуренции.

В данной статье я попытался охватить некоторые из вопросов, требующих специального рассмотрения.

Эталонный усилитель

В этом усилителе использованы следующие особенности:

   - входной каскад на дифференциальной паре;

   - одноступенчатый каскад усиления напряжения (драйвер А-класса) с вольтодобавкой;

   - выходной каскад на комплементарных парах;

   - RC-цепь Цобеля (исключает влияние индуктивностей);

   - отсутствуют токовые зеркала или источники тока (иных, чем вольтодобавка).

Он стабилен со всеми обычными нагрузками, способен выдать на выходе мощность до 80 Вт на нагрузку 8 Ом и прост в сборке. Благодаря использованию только общедоступных деталей, он также очень недорогой.

Есть группа разработчиков, считающих, что усилитель будет тем лучше, чем меньше в нем используется активных компонентов. Я не считаю, что это так, поскольку моя собственная философия конструирования заключается в том, чтобы сделать любой конкретный проект максимально простым, но соответствующим ожидаемым параметрам.

Другие разработчики будут выдвигать всевозможные претензии относительно эзотерических компонентов, «необъяснимых» явлений или будут подразумевать, что большинство известных усилителей бесполезны для звука, поскольку не имеют предсказуемых характеристик на постоянном токе и/или частоте 10 ГГц, не могут быть нагружены на чистые индуктивность или емкость и т.д. и т.п. Независимо от этих утверждений большинство усилителей действительно работают очень хорошо и не должны выполнять каких-либо вещей, которые могут иметь в виду заявители. Подавляющее большинство всех необычных заявлений, с которыми возможно столкнуться, можно смело проигнорировать.

Входные каскады

Существуют две основные схемы входного каскада усилителя мощности. Наиболее распространенным является дифференциальный каскад, поэтому мы рассмотрим его в первую очередь.

Дифференциальная пара

Было показано, что несбалансированность входной дифференциальной пары должным образом ведет к значительному увеличению искажений, вносимых этим каскадом. Некоторые разработчики пытаются исправить ситуацию, включив резистор в «неиспользуемую» коллекторную цепь, но это чисто косметическое решение, поскольку каскад хоть и выглядит сбалансированным, но никакой другой полезной роли этот резистор не играет (см. рис. 1а). Обратите внимание, что «драйверный» транзистор (sic! Так в оригинале!) служит только для сравнения топологии схем и обеспечения преобразование тока в напряжение. Однако, стоит отметить, что хотя с точки зрения электроники этот резистор и не играет никакой роли, он может облегчить компоновку печатной платы.

Использование в усилителе дифференциальной (или «длиннохвостой» по англоязычной терминологии — прим. перев.) пары означает, что он будет работать с так называемой «обратной связью по напряжению» (ОСН). Обратная связь обеспечивается напряжением, т.к. входной импеданс обоих входов является высоким (и приблизительно одинаковым), а входной ток (относительно) — пренебрежимо малым.

Резистор обратной связи и конденсатор выбираются такими, чтобы обеспечить работу схемы с максимальным усилением разомкнутой цепи обратной связи по переменному току, но с единичным усилением по постоянному току, для обеспечения стабильности каскада при напряжении 0 В (или около того) на коллекторе Q3. Транзисторы, используемые в рассматриваемых ниже симуляциях, являются «идеальными», без внутренних емкостей и т.д. и во всех случаях имеют значение hFE = 235, измеренное с базовым током 10 мкА. Напряжение питания симулируемых схем составляет ± 12 В. Разные симуляторы дадут различные результаты, но тенденции будут одинаковыми.

Рис. 1а Косметическое добавление резистора R3 для балансировки коллекторной нагрузки

При токе коллектора Q3 = 12 мА, дисбаланс коллекторных токов дифференциальной пары составит 94 мкА для Q1 и 1 мА для Q2. Ситуацию можно улучшить, просто уменьшив сопротивление R1, но при этом параметры, на которые способен этот каскад, всё ещё не будут достигнуты. Опять же, усиление дифференциального каскада является довольно малым и равно всего 32 (при измерении на коллекторе Q2). Применение R3 чисто косметическое. Он обеспечивает удобное средство измерения усиления дифференциального каскада, но никакой другой роли, кроме этой, не играет.

Изменение сопротивления R1, как источника тока, никак не влияет на усиление, но обеспечивает достойное улучшение коэффициента подавления пульсаций источника питания и, в частности, улучшает коэффициент подавления синфазной составляющей сигнала. Синфазным сигналом является сигнал, приходящий с одной и той же фазой и амплитудой на оба входа одновременно.

Общий коэффициент усиления этой конфигурации (измеренный на коллекторе Q3) составляет 842, однако, уменьшив R2 до 1,8 кОм, его можно повысить до 1850. При этом также улучшается согласование коллекторных токов  дифференциальной пары, но конкретная величина будет зависима от конкретного устройства и не является надежным параметром для промышленно выпускаемых изделий.

Рис. 1b Токовое зеркало и местная отрицательная обратная связь, приложенная к дифференциальному каскаду

В схеме, показанной на рис. 1b, общий коэффициент усиления увеличен до 6 860, что по сравнению с предыдущей значительно улучшило её характеристики. Дальнейшее улучшение линейности может быть достигнуто добавлением резисторов (по 100 Ом или около того) в эмиттеры транзисторов токового зеркала, что перекроет нелинейность их базо-эмиттерных переходов и обеспечит бо́льшую устойчивость к вариациям  коэффициентов усиления транзисторов. На общий коэффициент усиления это не повлияет.

Правильный выбор рабочего тока значительно улучшит ситуацию, а также поможет уменьшить искажения, особенно с применением местной отрицательной обратной связи (как показано на рисунке 1b). Это подробно обсуждалось различными авторами [1] и чуть-чуть простой логики показывает, что серьезно относящийся к этому вопросу разработчик заслуживает дополнительных плюсов к своей репутации.

Поскольку значение внутреннего сопротивления эмиттера транзистора (re) определяется протекающим эмиттерным током (Ie):

то при очень малых рабочих токах оно может быть довольно высоким. Например, re при токе 0,5 мА будет составлять около 52 Ом, увеличиваясь при уменьшении тока. Хотя это сопротивление приведет к образованию местной отрицательной обратной связи (и уменьшению доступного усиления), оно нелинейно, что ведет к развитию искажений из-за изменений силы тока при обычной работе каскада. Увеличение тока и установка резисторов (хороших и линейных) для того, чтобы вернуть коэффициент усиления к прежнему значению, уменьшат искажения, поскольку сопротивление резисторов, если оно правильно выбрано, будет «перекрывать» изменения внутреннего сопротивления эмиттера при изменениях уровня сигнала.

При малых токах (когда изменения тока во время работы сравнительно значительны) это внутреннее сопротивление оказывает заметное влияние на характеристики каскада. Существует множество простых решений очевидно сложных проблем.

Применение токового зеркала в качестве нагрузки для дифференциальной пары вновь повышает линейность и коэффициент усиления, обеспечивая либо более глубокую местную обратную связь в другом месте, либо более глубокую общую обратную связь. Любой из этих вариантов улучшит работу усилителя при условии принятия мер по обеспечению стабильности, т.е., отсутствия самовозбуждения на любой частоте или любой амплитуды, независимо от импеданса применяемой нагрузки.

Одинотранзисторный входной каскад

Существует еще одна (не часто используемая в наши дни) версия входного каскада усилителя. Это одиночный транзистор с обратной связью на эмиттер. Многие утверждали, что эта схема существенно уступает предыдущей, однако, она обладает некоторыми очень приятными характеристиками.

Рис. 2a Входной каскад с одиночным транзистором

Так что же в ней такого хорошего? Одним словом: стабильность. Усилитель, использующий этот входной каскад, требует небольшой или вообще никакой дополнительной стабилизации (конденсатора «Миллера», известного также, как «доминирующий полюс»), который является обязательным в усилителях со входным каскадом на дифференциальной паре.

Усилитель, использующий этот входной каскад, называется схемой «обратной связи по току» (ОСТ), поскольку точка приложения обратной связи (эмиттер входного транзистора) имеет очень низкий импеданс. Вход базовой схемы является неинвертирующим и имеет относительно высокий входной импеданс, но не столь же большой, как у дифференциальной пары. Поэтому входы + ve и – ve асимметричны. Усилители с ОСТ широко используются в чрезвычайно быстрых линейных микросхемах и имеют полосу пропускания более 300 МГц (это не опечатка!).

Этот входной каскад, используемый в усилителе класса A мощностью 10 Вт (разработка Джона Линсли-Худа, который больше не участвует в работе Audio Pages), а также в усилителе El-Cheapo, описанных на моих страницах проектов. «Ладно, если это так хорошо, почему его никто не использует?» Я слышал, что Вы спросили (тогда Вы должны были сказать это довольно громко, потому что Австралия отсюда далеко).

Существует одно основное ограничение этой схемы, которое было «создано» внезапно возникшим требованием ко всем усилителям мощности, чтобы они не были опозорены рецензентами и отвергнуты покупателями: способность точно воспроизводить постоянный ток.

(Я по-прежнему смущен этим требованием, т.к. точно знаю, что не слышу сигнала постоянного тока, мои динамики не могут его воспроизвести, я не знаю ни одного музыкального инструмента, который смог бы его создать и, вероятно, это был бы очень скучный звук, если бы кто-либо смог его применить. Если вы мне не верите — подключите к громкоговорителю батарейку на 1,5 В и дайте мне знать, если я ошибаюсь. Я, вроде бы, припоминаю что-то о фазовом сдвиге, о котором говорили в то время, но, учитывая акустику, применяемую при студийной записи и для воспроизведения в обычном помещении для прослушивания, не говоря уже об «интересных» фазовых сдвигах, создаваемых диффузорами громкоговорителей, когда динамик приближается к резонансу, мне кажется, что влияние нескольких градусов низкочастотного фазового сдвига, генерируемого в усилителе, маловероятно. Разумеется, при допущении, что человеческие уши способны в любом случае распознать абсолютную фазу, хотя было совершенно четко доказано, что этого они сделать не могут).

Этот входной каскад не может быть подключен по постоянному току (по крайней мере, без использования схемы сдвига уровня) из-за падения напряжения между эмиттерной цепью и база-эмиттерным переходом транзистора. Поскольку такой усилитель не может быть балансным из-за наличия входного каскада с ОСТ, на входе должна быть разделительная емкость.

Кроме того, необходимо специальное построение схемы смещения и, к сожалению, она должна быть выполнена либо настраиваемой (что означает наличие подстроечного резистора), либо для отслеживания уровня постоянного тока следует применить операционный усилитель, который сравнивал бы постоянную составляющую выходного напряжения с нулевым опорным напряжением и регулировал бы входное напряжение для поддержания 0 В на выходе. Использование таких методов не будет здесь рассматриваться, хотя они и могут обеспечить смещение по постоянному току намного ниже, чем это может быть достигнуто с использованием схемы самого усилителя. Операционный усилитель не оказывает влияния на звук (принимая во внимание результаты дискуссии о том, что даже приличные операционные усилители в любом случае влияют на звук, ухудшая его), поскольку он работает только на постоянном токе (он может иметь небольшое влияние на частоте порядка 0,5 Гц, но его вряд ли можно услышать).

Существует также мнение, что одиночный транзистор имеет более низкий коэффициент усиления, чем схема с ОСН, но это просто неверно. Коэффициент усиления каскада с разомкнутой цепью обратной связью, как минимум, выше, чем у простой дифференциальной пары в том же самом устройстве.

Рис. 2b Сравнение усиления по напряжению входных каскадов

Я смоделировал пару очень простых схем (показанных на рис. 2b), чтобы увидеть разницу между ними. Коллекторный ток для каждой из них составляет порядка 1 мА. Усиление напряжения на выходе схемы с дифференциальной парой составляет 1770 (невозможно правильно измерить усиление по напряжению отдельно входного дифференциального каскада, поскольку в обоих случаях он работает как усилитель тока). В любом случае смещение по постоянному току меня не интересовало, т.к. на то, чтобы просто увидеть коэффициент усиления, оно влияло мало, поэтому напряжение смещения и не отображено. (Вы заметили, что коэффициенты усиления, полученные в этой симуляции, совершенно не такие, как полученные ранее для простой схемы с дифференциальной парой, т.к. я использовал другое напряжение питания (в предыдущем примере использовалось ± 12V). Это никоим образом ничего не отменяет, они просто другие.

Для сравнения, коэффициент усиления однотранзисторного каскада с разомкнутой обратной связью, составляет 2000, что несколько больше, при условии, что все остальные параметры остаются такими же. По общему признанию, добавление токового зеркала улучшит характеристики дифференциальной пары еще существеннее, но действительно ли нам нужно намного большее усиление? Быстрый тест показывает, что можно получить усиление, составляющее 3 570. Это выглядит очень впечатляюще, но это увеличение составляет лишь чуть более, чем 4,2 дБ по сравнению с однотранзисторной схемой. По той же логике однотранзисторная схема имеет преимущество всего лишь на 1,06 dB по сравнению с простой дифференциальной парой, однако, эта разница может быть спорной…

Поскольку для обеспечения стабильности однотранзисторного каскада не требуется конденсатора Миллера (доминирующего полюсного), в нем коэффициент усиления будет сохраняться для гораздо более широкой полосы  частот, поэтому в долгосрочной перспективе он может быть намного лучше, чем дифференциальная пара. Очевидно, требовались дальнейшие тесты, которые я выполнил. Реальная жизнь никогда не бывает похожей на симулированную версию, поэтому усиление каждой схемы было немного меньше, чем демонстрировал симулятор. Коэффициент усиления дифференциального каскада с разомкнутой обратной связью оказался равным 1000, в то время, как в однотранзисторном каскаде — 1400. Условия испытаний немного отличались от симуляции тем, что использовалось напряжение питания ± 15 В, поэтому разница в коэффициенте усиления была примерно такой, как и ожидалось и очень близкой к результатам при питании ± 12 В, полученным в первом наборе симуляций дифференциальной пары.

Интересным был характер искажений. Для дифференциальной пары они составляли 0,7%, образованные преимущественно 3-й гармоникой. При таком же выходном напряжении однотранзисторный каскад оказался немного хуже с его 0,9% и преобладанием 2-й гармоники.

Как и ожидалось, без конденсатора Миллера дифференциальная пара была нестабильной, её удалось укротить конденсатором емкостью 56 пФ. Совершенно неожиданно для одиночного транзистора также потребовался конденсатор Миллера, но только при работе с разомкнутой обратной связью. Когда цепь обратной связи была восстановлена, самовозбуждение исчезло. Дифференциальный каскад нельзя было использовать без конденсатора Миллера при любом усилении и по мере приближения усиления к единичному для предотвращения самовозбуждения потребовалась емкость бо́льшего номинала.

Следующим шагом было испытание каждой схемы с коэффициентом усиления около 27, поскольку он приближается к «нормальному» значению для усилителя мощности мощностью 60 Вт. Здесь дифференциальная пара  имеет явное преимущество в отношении уровня искажений, который я не мог измерить. Однотранзисторная схема имела искажения 0,04% и опять же, это была преимущественно 2-я гармоника. В этом режиме для однотранзисторного каскада конденсатор Миллера не требуется и он продемонстрировал очень широкую полосу пропускания с небольшим увеличением усиления на частотах выше 100 кГц. Это было также заметно с сигналом прямоугольной формы частотой 10 кГц, имевшим перерегулирование, хотя это и было достаточно похоже на положительные и отрицательные полупериоды. Дифференциальный каскад ведет себя хорошо и перерегулирования не демонстрирует (в него был установлен конденсатор Миллера емкостью 56 пФ), но усиление начало снижаться на частоте около 80 кГц, и имелись признаки ограничения скорости нарастания. В однотранзисторном каскаде такой эффект не проявлялся.

Мне представляется, что в целом это был полезный эксперимент и использование простого резистора в качестве коллекторной нагрузки каскада усилителя напряжения позволило полной схеме иметь управляемый коэффициент усиления. Если бы в качестве нагрузки использовался источник тока или что-то подобное, я бы не смог точно измерить коэффициент усиления, т.к. входные уровни были бы слишком малы. Как бы то ни было, серьезной проблемой оказалось шумоподавление и без возможности усреднения сигнала на осциллографе точные результаты получить было сложно.

Выводы

Основываясь на тестах, для обоих вариантов построения входного каскада есть и плюсы, и минусы и, бьюсь об заклад, что это стало неожиданностью. Дифференциальный каскад в его простой форме является явным неудачником для усиления, однако, использование токового зеркала позволяет ему обойти однотранзисторный каскад, для которого этот прием не подходит, т.к. в нем нет ничего, что можно было бы «отражать».

Для меня очень существенна стабильность и я склоняюсь к усилителю, который абсолютно не склонен к самовозбуждению, даже за счет немного большего уровня искажений. Мой собственный базовый усилитель мощностью 60 Вт, использующий дифференциальную пару во входном каскаде, с обычными нагрузками безоговорочно стабилен.

Защита от радиочастотных помех

Любимым приемом многих разработчиков является подключение небольшого конденсатора, как показано на рис. 3, непосредственно к базе входного транзистора. Это вроде бы должно предотвращать детектирование (выпрямление) радиочастотных сигналов, воспринятых входными проводами. В определенной мере это верно, т.к. комбинация резистор-конденсатор (RC) образует фильтр нижних частот, что уменьшает количество радиочастотных помех, прикладываемых ко входу. При показанных на рисунке номиналах, частотная полоса по уровню 3dB составляет 159 кГц.

Рис. 3 Традиционный метод предотвращения детектирования радиочастотных помех

Все становится крайне неприятным, если уровень радиочастотных помех настолько высок, что им каким-то образом всё равно удается пролезть сквозь всё. У меня когда-то была мастерская/лаборатория, вокруг которой располагались три трансляционных телевизионных башни — было очень противно.

Традиционный метод не только не работал, но даже ухудшал ситуацию, из-за того, что питание баз транзисторов осуществлялось от источника с очень низким импедансом вследствие наличия конденсатора C1 (с точки зрения радиочастот). Огромное количество коммерческих усилителей и другого оборудования, над которым я в то время работал, принимали в телевизионном диапазоне шумы совершенно неприемлемого уровня вследствие детектирования импульсов вертикальной синхронизации телевизионного сигнала частотой 50 Гц. Поскольку компонент изображения ТВ является амплитудно-модулированной радиочастотой, она легко преобразовывалось в звук самого неприятного вида.

Рис. 4 Использование резистора-пробки для предотвращения детектирования радиочастотных помех

На рис. 4 показано лекарство, но чтобы быть эффективным, R2 должен располагаться как можно ближе к базе транзистора, иначе параметры ухудшаются. Как это работает? Просто эмиттерно-базовый переход транзистора является диодом и даже при его прямой проводимости будут сохраняться нелинейности. Они часто достаточны для того, чтобы входной каскад работал как грубый амплитудный детектор, достаточно эффективный с высокочастотными телевизионными или средневолновыми сигналами. Добавление внешнего сопротивления вновь снижает внутренние нелинейности, уменьшая диодный эффект до незначительной величины. Это не означает, что он полностью устранит проблему в присутствии сильного радиочастотного поля, но уменьшит ее, по крайней мере, до «неудобного», а не до «невыносимого» уровня.

ОБНОВЛЕНИЕ: читатель, работающий на передающей станции, внес предложение, что очень эффективным является подключение конденсатора непосредственно между базой и эмиттером (в сочетании с резистором-пробкой). Он обнаружил также, что традиционный метод был бесполезен и, что при наличии сильных полей простой пробки недостаточно.

С операционными усилителями эквивалентное решение заключается в том, чтобы резистор-пробку подключить последовательно к неинвертирующему входу и поставить конденсатор между инвертирующим и неинвертирующим входами без подключения к земле.

Во всех случаях важно чтобы все выводы и дорожки печатных плат были минимальной длины, дабы они не смогли выступать в качестве антенн для радиочастот. Излишне говорить, что в таких условиях обязательным является экранированный (и заземленный) корпус оборудования.

Каскад усиления напряжения (усилитель A-класса)

Каскад усиления напряжения (КУН) широко известен также, как драйвер А-класса. Оба этих термина являются общепринятыми и, как правило, взаимозаменяемы. Здесь есть несколько ловушек и не в последнюю очередь из-за того, что принято обычно полагать, что нагрузка (выходного каскада) бесконечна. О, конечно, каждый разработчик знает, что каскад усиления напряжения должен превышать ток, который должен потреблять выходной каскад, не менее, чем на 50%, и он легко рассчитывается:

где: IA — ток каскада А-класса (усилителя напряжения);
Peak_V — максимальное (пиковое) напряжение на нагрузке;
Op_R — сопротивление нагрузки;
Op_Gain — коэффициент усиления транзисторов выходного каскада.

Для обычного усилителя мощностью 100 Вт, нагруженного на 8 Ом, это будет где-то между 5 и 10 мА. Допустим, что входной импеданс выходного каскада с коэффициентом усиления 1000 (50 для драйверного транзистора и 20 для силового), нагруженного на 8 Ом, для каскада усиления напряжения составит около 2 кОм, что всё же немного отличается от бесконечности.

К этому добавляется тот факт, что отраженный назад импеданс нелинеен, поскольку и в драйверном, и в выходном транзисторах усиление по току, как и во всех реальных полупроводниках, не стабильно. Сейчас существуют некоторые типы транзисторов, параметры которые намного лучше средних, но в этом отношении они всё еще не идеальны.

Для составной пары транзисторов усиление по напряжению обычно составляет от 0,95 до 0,97. Следует отметить, что этот показатель справедлив только для средних значений коллекторных токов и будет уменьшаться при более низких и более высоких их значениях. На рис. 5 показана общепринятая конфигурация этого каскада — тот же базовый усилитель, который мы использовали ранее, с добавлением источника тока в качестве коллекторной нагрузки. Распространенной является также схема с вольтодобавкой (бутстрепом), не показанная здесь, но очевидная для многих схем ESP.

Между схемами с источником тока и вольтодобавкой нет большой разницы, однако, схема с источником тока имеет немного бо́льший коэффициент усиления. Для любого из схемотехнических вариантов есть некоторые весьма простые дополнения, которые довольно существенно улучшают линейность. На рис. 5 показана типичная компоновка, в том числе корректирующий конденсатор Миллера емкостью 100 пФ, включенный между коллектором и базой транзистора каскада усиления напряжения.

Рис. 5 Типичная конфигурация каскада усиления напряжения (A-класса)

Поэтому важно попытаться выполнить каскад усиления напряжения способным к высокому усилению, даже при большой нагрузке выходного каскада. Для достижения этого было предложено много разных методов, но ни один из них не был полностью успешным. Самая большая проблема заключается в том, что многие разработчики, похоже, совершенно не обращают внимания на этот критический момент или создают такие удивительно сложные «решения», обеспечить стабильность которых практически невозможно.

Рис. 6 Улучшение выходного импеданса каскада усиления напряжения (A-класса) с разомкнутой цепью обратной связи

Решение, показанное выше на рис. 6, простое и очень эффективное. Простая добавка эмиттерного повторителя к каскаду усиления напряжения (с резистором вольтодобавки на 1 кОм) увеличила общий коэффициент усиления дифференциального каскада совместно с каскадом усиления напряжения до 1 800 000 (да-да, 1,8 миллиона!) или 125 дБ (с разомкнутой  цепью обратной связи и без корректирующего конденсатора Миллера). Выходной импеданс с разомкнутой цепью обратной связи составляет около 10 кОм, опять же, без корректирующего конденсатора. С ним (при показанном на схеме значении 100 пФ) коэффициент усиления уменьшается до чуть более разумных 37 000 на частоте 1 кГц. Выходной импеданс на частоте 1 кГц в этом случае сравнительно очень низкий — около 150 Ом.

Обратите внимание на то, что в приведенном выше примере вместо обычного источника тока использован резистор на 5 кОм. Это только для простоты схемы, а не для предположения, что источник тока таким и должен быть.

Особое примечание для неосторожных: если желаете применить транзисторные источники тока как для дифференциального каскада, так и для каскада усиления напряжения (он же «VAS»), не используйте опорное напряжение источника тока усилителя напряжения (иначе драйвера А-класса) в качестве опорного для источника тока дифференциального каскада. Если так сделать, то изменяющийся ток в цепи усилителя напряжения вызовет модуляцию тока эмиттеров дифференциального каскада. Результаты обязательно будут такими же нежелательными, как и непредсказуемыми [4].

Я часто видел конструкции усилителей со схемой такой ​​сложности, что возникал вопрос, как в них вообще когда-либо удавалось предотвратить высокочастотное самовозбуждение. Применяемый иногда лабиринт конденсаторов малой емкости (некоторые с последовательным резистором, некоторые — без него) действительно заставляет задуматься, как же должна выглядеть полоса воспроизведения с разомкнутой обратной связью и фазовый отклик. Сопоставьте это с тем фактом, что многие из этих усилителей вообще не имеют превосходных характеристик и задумайтесь над вопросом, что же разработчик пытался создать на самом деле (на мой взгляд, «отличительность» этих схем не является веской причиной их публикации или продвижения, если только они не предполагают каких-то бонусов, недостижимых иными способами).

ОБНОВЛЕНИЕ: Проведя в течение нескольких недель довольно много экспериментов, я так до конца и не убедился, что необходим или вообще желателен огромный коэффициент усиления входного каскада совместно с каскадом усиления напряжения. Конечный результат, вероятнее всего, будет удовлетворительным, пока цепь линейна (т.е., имеет низкий уровень искажений до замыкания цепи обратной связи). Я видел много схем с гораздо бо́льшим коэффициентом усиления до замыкания цепи обратной связи, чем у моего базового усилителя (Проект № 3A), которые теоретически должны были бы быть значительно лучше, но это не так.

Активный источник тока или вольтодобавка (бутстреп)?

Существует два способа создания стабильного тока в каскаде усиления напряжения. Одним из них очень часто (как показано выше) является  активный источник тока. Его применение требует дополнительных активных компонентов, однако, с его помощью можно создать источник тока, имеющий полное сопротивление, настолько близкое к бесконечности, что его почти невозможно измерить, не повлияв на результат, просто подключив измерительное оборудование. Более подробную информацию об источниках тока см. в статье «Источники тока и токовые зеркала».

Более простой способ — использовать схему вольтодобавки, в которой для поддержания относительно постоянного напряжения на резисторе используется конденсатор, подключенный к выходу. Из того, что напряжение на резисторе стабильное, следует, что ток, протекающий через него, также должен быть стабильным. На рис. 6а показана схема источника стабильного тока с вольтодобавкой. В отличие от истинного источника тока, ток через схему вольтодобавки будет изменяться с изменением напряжения питания. Это изменение является постепенным и лежит за пределами полосы воспроизводимого звука или так (если схема спроектирована правильно), по крайней мере, должно быть.

Рис. 6a Вольтодобавка, как источник тока

Эта схема работает следующим образом. В покое выходное напряжение равно нулю, а положительное напряжение питания делится между Rb1 и Rb2. На базе верхнего транзистора будет около + 0,7 В — вполне достаточно для его смещения. Поскольку положительные или отрицательные отклонения выходного напряжения передаются через Cb, то напряжение на Rb2 остается стабильным. Поэтому ток через Rb2 является стабильным, т.к. он поддерживается, по сути, за счет поддержания на нем стабильного напряжения. Обратите внимание, что это относится только к напряжению переменного тока, т.к. конденсатор будет перезаряжаться, только если есть изменения постоянного напряжения.

В полной конструкции отличия невелики. Хотя источник тока теоретически лучше, но схема вольтодобавки проще и дешевле и не требует введения никаких дополнительных активных компонентов. Конденсатор должен быть достаточно большой емкости, чтобы гарантировать, что падение переменного напряжения на нем останется небольшим (менее нескольких сотен милливольт) на самой низкой частоте, представляющей интерес. Предполагая, что сопротивления Rb1 и Rb2 равны, номинальное рабочее напряжение конденсатора должно составлять, как минимум, ½ положительного напряжения питания, но желательно больше.

Продолжение схемотехника УНЧ

Вход на сайт
Корзина
Ваша корзина пуста
Поиск
Календарь
«  Ноябрь 2018  »
ПнВтСрЧтПтСбВс
   1234
567891011
12131415161718
19202122232425
2627282930
Друзья сайта
  • Официальный блог
  • Сообщество uCoz
  • База знаний uCoz
  • RadiodesignMyCorp © 2018uCoz
    Яндекс.Метрика